開(kāi)關(guān)電源首要是指運用各類(lèi)新型自關(guān)斷器件并通過(guò)轉換技術(shù)制成的高頻開(kāi)關(guān)式直流穩壓電源。開(kāi)關(guān)電源被譽(yù)為高效節能電源，它代表著(zhù)穩壓電源的開(kāi)展方向，現已成為穩壓電源的主流產(chǎn)品。下面來(lái)為大家介紹5種經(jīng)典開(kāi)關(guān)電源結構的優(yōu)缺點(diǎn)對比。
5種經(jīng)典開(kāi)關(guān)電源結構的優(yōu)缺點(diǎn)對比
1、單規矩激式
單端：通過(guò)一只開(kāi)關(guān)器件單向驅動(dòng)脈沖變壓器。
正激：脈沖變壓器的原/付邊相位聯(lián)絡(luò )，保證在開(kāi)關(guān)管導通，驅動(dòng)脈沖變壓器原邊時(shí)，變壓器付邊一同對負載供電。
該電路的最大問(wèn)題是：開(kāi)關(guān)管T替換作業(yè)于通/斷兩種情況，當開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)，脈沖變壓器處于“空載”情況，其間儲存的磁能將被積累到下一個(gè)周期，直至電感器豐滿(mǎn)，使開(kāi)關(guān)器件焚毀。
2、單端反激式
反激式電路與正激式電路相反，脈沖變壓器的原/付邊相位聯(lián)絡(luò )，保證當開(kāi)關(guān)管導通，驅動(dòng)脈沖變壓器原邊時(shí)，變壓器付邊不對負載供電，即原/付邊交織通斷。脈沖變壓器磁能被積累的問(wèn)題簡(jiǎn)略處理，但是，由于變壓器存在漏感，將在原邊構成電壓尖峰，或許擊穿開(kāi)關(guān)器件，需求設置電壓鉗位電路予以保護D3、N3構成的回路。從電路原理圖上看，反激式與正激式很相象，表面上僅僅變壓器同名端的差異，但電路的作業(yè)方法不同，D3、N3的作用也不同。
3、推挽(變壓器中心抽頭)式
這種電路結構的特點(diǎn)是：對稱(chēng)性結構，脈沖變壓器原邊是兩個(gè)對稱(chēng)線(xiàn)圈，兩只開(kāi)關(guān)管接成對稱(chēng)聯(lián)絡(luò )，輪流轉斷，作業(yè)進(jìn)程類(lèi)似于線(xiàn)性擴大電路中的乙類(lèi)推挽功率擴大器。
首要長(cháng)處：高頻變壓器磁芯運用率高(與單端電路比較)、電源電壓運用率高(與后面要敘說(shuō)的半橋電路比較)、輸出功率大、兩管基極均為低電平，驅動(dòng)電路簡(jiǎn)略。
首要缺點(diǎn)：變壓器繞組運用率低、對開(kāi)關(guān)管的耐壓要求比較高(至少是電源電壓的兩倍)。
4、全橋式
這種電路結構的特點(diǎn)是：由四只相同的開(kāi)關(guān)管接成電橋結構驅動(dòng)脈沖變壓器原邊。
T1、T4為一對，由同一組信號驅動(dòng)，一同導通/關(guān)端；T2、T3為另一對，由另一組信號驅動(dòng)，一同導通/關(guān)端。兩對開(kāi)關(guān)管輪流轉/斷，在變壓器原邊線(xiàn)圈中構成正/負交變的脈沖電流。
首要長(cháng)處：與推挽結構比較，原邊繞組削減了一半，開(kāi)關(guān)管耐壓下降一半。
首要缺點(diǎn)：運用的開(kāi)關(guān)管數量多，且要求參數一致性好，驅動(dòng)電路凌亂，完結同步比較困難。這種電路結構一般運用在1KW以上超大功率開(kāi)關(guān)電源電路中。
5、半橋式
電路的結構類(lèi)似于全橋式，僅僅把其間的兩只開(kāi)關(guān)管(T3、T4)換成了兩只等值大電容C1、C2。
首要長(cháng)處：具有必定的抗不平衡能力，對電路對稱(chēng)性要求不很?chē)绤?；適應的功率規劃較大，從幾十瓦到千瓦都能夠；開(kāi)關(guān)管耐壓要求較低；電路成本比全橋電路低等。這種電路常常被用于各種非穩壓輸出的DC轉換器，如電子熒光燈驅動(dòng)電路中。
開(kāi)關(guān)電源已普遍運用在當時(shí)的各類(lèi)電子設備上，其單位功率密度也在不斷地前進(jìn).高功率密度的界說(shuō)從1991年的25w/in3、1994年36w/in3、1999年52w/in3、2001年96w/in3，現在已高達數百瓦每立方英寸.由于開(kāi)關(guān)電源中運用了很多的大功率半導體器件，如整流橋堆、大電流整流管、大功率三極管或場(chǎng)效應管等器件。
開(kāi)關(guān)電源調試時(shí)最常見(jiàn)的10大問(wèn)題
一、變壓器豐滿(mǎn)
變壓器豐滿(mǎn)現象：在高壓或低壓輸入下開(kāi)機(包括輕載，重載，容性負載)，輸出短路，動(dòng)態(tài)負載，高溫等情況下，通過(guò)變壓器(和開(kāi)關(guān)管)的電流呈非線(xiàn)性增加，當呈現此現象時(shí)，電流的峰值無(wú)法預知及控制，或許導致電流過(guò)應力和因此而發(fā)生的開(kāi)關(guān)管過(guò)壓而損壞。
1、簡(jiǎn)略發(fā)生豐滿(mǎn)的情況：
（1）變壓器感量太大；
（2）圈數太少；
（3）變壓器的豐滿(mǎn)電流點(diǎn)比IC的最大限流點(diǎn)??；
（4）沒(méi)有軟發(fā)起。
2、處理方法：
（1）下降IC的限流點(diǎn)；
（2）加強軟發(fā)起，使通過(guò)變壓器的電流包絡(luò )更緩慢上升。
二、Vds過(guò)高
1、Vds的應力要求：
最?lèi)毫訔l件(最高輸入電壓，負載最大，環(huán)境溫度最高，電源發(fā)起或短路測驗)下，Vds的最大值不應逾越額外規格的90%
2、Vds下降的方法：
（1）減小途徑電壓：減小變壓器原副邊圈數比；
（2）減小尖峰電壓：
a、減小漏感：
變壓器漏感在開(kāi)關(guān)管注冊是存儲能量是發(fā)生這個(gè)尖峰電壓的首要原因，減小漏感能夠減小尖峰電壓。
b、調整吸收電路：
①運用TVS管；
②運用較慢速的二極管，其自身能夠吸收必定的能量(尖峰)；
③刺進(jìn)阻尼電阻能夠使得波形愈加平滑，利于減小EMI。
三、IC溫度過(guò)高
原因及處理方法：
1、內部的MOSFET損耗太大：
開(kāi)關(guān)損耗太大，變壓器的寄生電容太大，構成MOSFET的注冊、關(guān)斷電流與Vds的穿插面積大。處理方法：增加變壓器繞組的距離，以減小層間電容，好像繞組分多層繞制時(shí)，層間加入一層絕緣膠帶(層間絕緣)。
2、散熱不良：
IC的很大一部分熱量依托引腳導到PCB及其上的銅箔，應盡量增加銅箔的面積并上更多的焊錫
3、IC周?chē)諝鉁囟忍撸?/span>
IC應處于空氣流動(dòng)暢順的當地，應遠離零件溫度太高的零件。
四、空載、輕載不能發(fā)起
1、現象：
空載、輕載不能發(fā)起，Vcc重復從發(fā)起電壓和關(guān)斷電壓來(lái)回跳動(dòng)。
2、原因：
空載、輕載時(shí)，Vcc繞組的感應電壓太低，而進(jìn)入重復重發(fā)起情況。
3、處理方法：
增加Vcc繞組圈數，減小Vcc限流電阻，恰當加上假負載。假設增加Vcc繞組圈數，減小Vcc限流電阻后，重載時(shí)Vcc變得太高，請參照安穩Vcc的方法。
五、發(fā)起后不能加重載
原因及處理方法：
1、Vcc在重載時(shí)過(guò)高
重載時(shí)，Vcc繞組感應電壓較高，使Vcc過(guò)高并抵達IC的OVP點(diǎn)時(shí)，將觸發(fā)IC的過(guò)壓保護，引起無(wú)輸出。假設電壓進(jìn)一步升高，逾越IC的承受能力，IC將會(huì )損壞。
2、內部限流被觸發(fā)
a、限流點(diǎn)太低
重載、容性負載時(shí)，假設限流點(diǎn)太低，流過(guò)MOSFET的電流被束縛而缺少，使得輸出缺少。處理方法是增大限流腳電阻，前進(jìn)限流點(diǎn)。
b、電流上升斜率太大
上升斜率太大，電流的峰值會(huì )更大，簡(jiǎn)略觸發(fā)內部限流保護。處理方法是在不使變壓器豐滿(mǎn)的前提下前進(jìn)感量。
六、待機輸入功率大
1、現象：
Vcc在空載、輕載時(shí)缺少。這種情況會(huì )構成空載、輕載時(shí)輸入功率過(guò)高，輸出紋波過(guò)大。
2、原因：
輸入功率過(guò)高的原因是，Vcc缺少時(shí)，IC進(jìn)入重復發(fā)起情況，頻繁的需求高壓給Vcc電容充電，構成起動(dòng)電路損耗。假設發(fā)起腳與高壓間串有電阻，此時(shí)電阻上功耗將較大，所以發(fā)起電阻的功率等級要滿(mǎn)足。電源IC未進(jìn)入BurstMode或現已進(jìn)入BurstMode，但Burst頻率太高，開(kāi)關(guān)次數太多，開(kāi)關(guān)損耗過(guò)大。
3、處理方法：
調理反響參數，使得反響速度下降。
七、短路功率過(guò)大
1、現象：
輸出短路時(shí)，輸入功率太大，Vds過(guò)高。
2、原因：
輸出短路時(shí)，重復脈沖多，一同開(kāi)關(guān)管電流峰值很大，構成輸入功率太大過(guò)大的開(kāi)關(guān)管電流在漏感上存儲過(guò)大的能量，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)引起Vds高。輸出短路時(shí)有兩種或許引起開(kāi)關(guān)管間斷作業(yè)：
（1）觸發(fā)OCP這種方法能夠使開(kāi)關(guān)動(dòng)作當即間斷
a、觸發(fā)反響腳的OCP；
b、開(kāi)關(guān)動(dòng)作間斷；
c、Vcc下降到IC關(guān)閉電壓；
d、Vcc從頭上升到IC發(fā)起電壓，而從頭發(fā)起。
（2）觸發(fā)內部限流
這種方法發(fā)生時(shí)，束縛可占空比，依托Vcc下降到UVLO下限而間斷開(kāi)關(guān)動(dòng)作，而Vcc下降的時(shí)間較長(cháng)，即開(kāi)關(guān)動(dòng)作堅持較長(cháng)時(shí)間，輸入功率將較大。
a、觸發(fā)內部限流，占空比受限；
b、Vcc下降到IC關(guān)閉電壓；
c、開(kāi)關(guān)動(dòng)作間斷；
d、Vcc從頭上升到IC發(fā)起電壓，而從頭發(fā)起。
3、處理方法：
（1）削減電流脈沖數，使輸出短路時(shí)觸發(fā)反響腳的OCP，能夠使開(kāi)關(guān)動(dòng)作靈敏間斷作業(yè)，電流脈沖數將變少。這意味著(zhù)短路發(fā)生時(shí)，反響腳的電壓應該更快的上升。所以反響腳的電容不行太大；
（2）減小峰值電流。
八、空載，輕載輸出紋波過(guò)大
1、現象：
Vcc在空載或輕載時(shí)缺少。
（1）原因：
Vcc缺少時(shí)，在發(fā)起電壓(如12V)和關(guān)斷電壓(如8V)之間振蕩IC在周期較長(cháng)的間歇作業(yè)，短時(shí)間供應能量到輸出，接著(zhù)間斷作業(yè)較長(cháng)的時(shí)間，使得電容存儲的能量缺少以堅持輸出安穩，輸出電壓將會(huì )下降。
（2）處理方法：
保證任何負載條件下，Vcc能夠安穩供應。
2、現象：
BurstMode時(shí)，間歇作業(yè)的頻率太低，此頻率太低，輸出電容的能量不能堅持安穩。
處理方法：
在滿(mǎn)足待機功耗要求的條件下稍微前進(jìn)間歇作業(yè)的頻率，增大輸出電容。
九、重載、容性負載不能發(fā)起
1、現象：
輕載能夠發(fā)起，發(fā)起后也能夠加重載，但是重載或大容性負載情況下不能發(fā)起。
2、一般規劃要求：
不管重載仍是容性負載(如10000uF)，輸入電壓最低仍是最低，20mS內，輸出電壓必須上升到安穩值。
3、原因及處理方法(保證Vcc在正常作業(yè)規劃內的前提下)：
下面以容性負載C=10000uF為例進(jìn)行分析，按規格要求，必須有滿(mǎn)足的能量使輸出在20mS內上升到安穩的輸出電壓(如5V)。
E=0.5*C*V^2
電容C越大，需求在20mS內從輸入傳輸到輸出的能量更大。
以芯片FSQ0170RNA為例暗影部分總面積S就是所需的能量。要增加面積S，方法是：
（1）增大峰值電流限流點(diǎn)I_limit，可容許流過(guò)更大電感電流Id：將與Pin4相接的電阻增大，從內部電流源Ifb分流更小，使作為電流束縛參閱電壓的PWM比較器正輸入端的電壓將上升，即容許更大的電流轉過(guò)MOSFET/變壓器，能夠供應更大的能量。
（2）發(fā)起時(shí)，增加傳遞能量的時(shí)間，即延伸Vfb的上升時(shí)間(抵達OCP保護點(diǎn)前)。
對這款FSQ0170RNA芯片，電感電流控制是以Vfb為參閱電壓的，Vfb電壓的波形與電感電流的包絡(luò )成正比?？刂?/span>Vfb的上升時(shí)間即可控制電感包絡(luò )的上升時(shí)間，即增加傳遞能量的時(shí)間。IC的OCP功能是檢測Vfb抵達Vsd(如6V)完結的。所以要下降Vfb斜率，就能夠延伸Vfb的上升時(shí)間。輸出電壓未抵達正常值時(shí)，假設反響腳電壓Vfb現已上升到保護點(diǎn)，傳遞能量時(shí)間不行。重載、容性負載發(fā)起時(shí)，輸出電壓建立較慢，加到光耦電壓較低，通過(guò)光耦二極管的電流小，光耦光敏管高阻態(tài)(趨向關(guān)斷)的時(shí)間較長(cháng)。IC內部電流源給與反響腳相接的電容充電較快，假設Vfb在這段時(shí)間內上升到保護點(diǎn)(如6V)，MOSFET將關(guān)斷。輸出不能抵達正常值，發(fā)起失利。
處理方法：
使輸出電壓抵達正常值時(shí)，反響腳電壓Vfb仍然小于保護點(diǎn)。使Vfb遠離保護點(diǎn)而緩慢上升，或延伸反響腳Vfb上升到保護點(diǎn)的時(shí)間，即下降Vfb的上升斜率，使輸出有滿(mǎn)足的時(shí)間上升到正常值。
A、增大反響電容(C9)，能夠將Vfb的上升斜率下降，如圖所示，由D線(xiàn)變成A線(xiàn)。但是反響電容太大會(huì )影響正常作業(yè)情況，下降反響速度，使輸出紋波變大。所以此電容不能改變太大。
B、由于A方法有缺少，將一個(gè)電容(C7)串連穩壓管(D6，3.3V)并聯(lián)到反響腳。此法不會(huì )影響正常作業(yè)，如B線(xiàn)所示，當Vfb<3.3V時(shí)，穩壓管不會(huì )導通，分流。上升3.3V時(shí)，穩壓管進(jìn)入穩壓情況，電容C7開(kāi)端充電分流，減小后續Vfb的上升斜率。C。在431的K-A端并聯(lián)一個(gè)電容(C11)，電源發(fā)起時(shí)，C11電壓較低，并由光耦二極管和431的偏置電阻R10進(jìn)行充電。這樣光耦就有較大電流轉過(guò)，使光耦光敏管阻抗較低而分流，Vfb將緩慢上升，如C線(xiàn)所示。R10×C11影響充電時(shí)間，也就影響輸出的上升時(shí)間。
留意點(diǎn)：
①增加反響腳電容(包括穩壓管串電容)，對處理超大容性負載問(wèn)題作用較??；
②增大峰值電流限流點(diǎn)I_limit，一同也增加了穩態(tài)下的OCP點(diǎn)。需求在容性負載，輸入最低情況下查看變壓器是否會(huì )豐滿(mǎn)；
③假設要堅持限流點(diǎn)，須使R10×C11更大，但在超大容性負載(10000uF)情況下，或許會(huì )增加5Vsb的上升時(shí)間逾越20mS，此法需求查看動(dòng)態(tài)照應是否受太大影響；
④431的偏置電阻R10太小，431并聯(lián)的C11要更大；
⑤為了保證上升時(shí)間，增大OCP點(diǎn)和增大R10×C11方法或許要一同運用。
十、空載、輕載輸出反跳
1、現象：
在輸出空載或輕載時(shí)，關(guān)閉輸入電壓，輸出(如5V)或許會(huì )呈現如下圖所示的電壓反跳的波形。
2、原因：
輸入關(guān)掉時(shí)，5V輸出將會(huì )下降，Vcc也跟著(zhù)下降，IC間斷作業(yè)，但是空載或輕載時(shí)，巨大的PC電源大電容電壓并不能快速下降，仍然能夠給高壓發(fā)起腳供應較大的電流使得IC從頭發(fā)起，5V又從頭輸出，反跳。
3、處理方法：
在發(fā)起腳串入較大的限流電阻，使得大電容電壓下降到仍然比較高的時(shí)分也缺少以供應滿(mǎn)足的發(fā)起電流給IC。將發(fā)起接到整流橋前，發(fā)起不受大電容電壓影響。輸入電壓關(guān)斷時(shí)，發(fā)起腳電壓能夠靈敏下降。
上述是5種經(jīng)典開(kāi)關(guān)電源結構的優(yōu)缺點(diǎn)對比、開(kāi)關(guān)電源調試時(shí)最常見(jiàn)的10大問(wèn)題?，F如今，開(kāi)關(guān)電源運用越來(lái)越廣泛，高頻化是現在開(kāi)關(guān)電源技術(shù)開(kāi)展的首要方向之一，也是高頻開(kāi)關(guān)整流器開(kāi)展的首要趨勢之一。但隨著(zhù)開(kāi)關(guān)頻率的前進(jìn)，功率器件的開(kāi)關(guān)損耗將成比例地增加。所以在開(kāi)關(guān)頗率較高時(shí)，需采納十分有用的“軟化”方法，盡或許下降器件的開(kāi)關(guān)損耗?，F在比較盛行的方法是選用有源軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，如諧振技術(shù)、準諧振(或多諧振)技術(shù)、ZCS-PWM(或ZVS-PWM)技術(shù)及ZCT-PWM(或ZVT-PWM)技術(shù)等。另一種較實(shí)用的方法是選用無(wú)源無(wú)耗軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，即選用無(wú)源器件(L，C，D等)構成獨特的(專(zhuān)利的)電路網(wǎng)絡(luò )，對功率開(kāi)關(guān)完結無(wú)損耗級沖。
